对收音机中频放大器的参数指标及决定因素折腾记

夕阳光

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①、Yfe的计算

下图是利用软件对三极管Yfe的计算：计算公式没有忽略rbb

当Ie小于1毫安时，放大倍数10、25、35和55的Yfe

放大倍数35、55、75、95、250的yfe计算

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②从官方资料获取

官方给出的3AG46的Yfe图像

从图像中得知  Ie=1mA时，Yfe≈30；

2SC2669官方资料中的Yfe

从图像中得知  Ie=1mA时，Yfe≈38；

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③实际测量的Yfe   

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  9018

3AG1D

3DG6

三只三极管的放大倍数差异很大，但Yfe差异不大。

结论：当Ie小于1.5毫安时，Yfe随Ie的变化可视为线性变化

待续

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夕阳光

（3）三极管输出阻抗与Ie的变化关系

三极管共发应用时输出阻抗跟Ie的变化是很大的，共基时的输出阻抗可以视为基本不随Ie的改变而改变。三极管的输出阻抗有两路，一路是Rce，另一路是 Rcb+Rbe，两路的阻抗是并联的，Rce要比Rcb大很多，Rcb随是集电结反向的结电阻，阻值会很大，由于三极管的离散性和不同型号的三极管，Rcb的结电阻范围在10KΩ—10MΩ之间。

①计算公式：

三极管共发时的输出阻抗的计算公式  

式中：

Yoe 是Rce和Rcb+Rbe两路阻抗并联总电阻的倒数，Yoe=1/Roe

Gm=Ie/26

gcb=1/Rcb

gbe=1/Rbe

计算例：

②官方资料数据

3AG46输出阻抗与Ie的关系

通过电导和阻抗变换求出阻抗见下表

2SC2669输出阻抗与Ie的关系

通过电导和阻抗变换求出阻抗见下表

2SC2669输出阻抗高的超出想象，但通过其他参数Cob在Ie=1mA是典型值为2.9p，工作在465KHz时，容抗为118KΩ，所以在Ie=1mA时，输出阻抗为200KΩ是不可能的。猜测是给出数据有误。我们都知道场管的输入阻抗在MΩ级，那是直流工作下的输入阻抗，他的输入电容有几P,他工作在中高频，输入阻抗也就是几KΩ到几十KΩ

③输出阻抗的实际测量

9018

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结论：三极管共发时的输出阻抗随Ie的变大而减小，非线性变化，跟三极管的输入阻抗随Ie变化规律很相似。

待续

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夕阳光

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（4）电压增益和功率增益的影响因素和随Ie的变化关系

  计算

影响增益的因素较多，采用“控制变量”法来研究某参数对增益的影响

    ①其他参数不变，只是放大倍数对增益的影响

计算见下图，放大倍数50和100对电压增益（粉线和蓝线）和功率增益（绿线和黄线）电压增益

功率增益

变化规律：

从粉线和蓝线的电压增益变化可看出，放大倍数由50变到100，电压增益变化很小，功率增益变化较大。

②其他参数不变，三极管输出阻抗对电压增益的影响

变化规律：说明三极管输出阻抗越大，随Ie变大，在Ie较小时，电压增益随Ie变化不明显，在Ie较大时，电压增益Ie变化明显。

③其他参数不变，中周空载Q值对电压增益的影响

变化规律：Ie较小时，随Ie变大，高Q值电压增益的斜率大于大于低Q值，当Ie较大时，随Ie变大，连线接近平行。

以上是元件三极管和中周自身参数对电压增益的影响。

实验测量

关于实验测量电路设计，电压增益是ΔU2/ΔU1，输出交变电压与输入交变电压的比值，需要测量两个电压，然后再计算，比较麻烦，将其简化，我们要的是电压增益跟Ie的变换规律，只要恒压输入，测量的输出电压曲线的变化规律就和电压增益一致，省去了测量输入电压和比值计算。

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实验电路图  

实测的3AG1C电压增益

实测3DG6电压增益

实测的9018电压增益

电压增益随Ie变化曲线理论计算与实际测量相近。

待续

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夕阳光

7 C0 t0 q0 X& m# l3 n4 o5 i+ B

（二）中放电路的“匹配”

中放电路的”匹配”是通过调整Ie和改变中周匝数比实现的。不能只追求电压增益指标，要整体考虑：要兼顾增益、选择性、AGC控制Ie的变化范围及带来中频通带幅频变化的影响。

首先要搞清下面4个概念：

电压增益：βu=ΔUb2/ΔUb1

输出电压：ΔUb2=ΔUb1×βu

当三极管Ie由0—1mA变大时，电压增益βu变大可以当线性变化看待，但输出电压不能按线性看待，因为输入电压ΔUb1随Ie变大而变小。

功率增益：βp=ΔPb2/ΔPb1

输出功率：ΔPb2=ΔPb1×βp

输出功率=输入功率×功率增益=功率损耗+负载有用功率

理论上:当输入功率和负载有用功率一定时,尽力的提高功率增益,可以获得更大的功率损耗,功率损耗的主体是中周,当三极管的输出阻抗较小时，三极管自身的损耗也不能忽略。功率损耗大的好处是:在保证电压增益的前提下,1提高选择性.2减小AGC对中频谐振曲线的影响。若功率增益不足，还要保证电压增益，只好减小功率损耗，通过降低选择性来保证电压增益。

几个问题

问题1：当输入给三极管基极的功率最大时，三极管输出的电压也最大吗？

看下面的理论计算

可看出：三极管和中周及阻抗变换后的输出阻抗为3.064KΩ，查找计算表格中三极管输入阻抗3.020 KΩ跟输出阻抗最接近，三极管基极获得功率最大，但经多三极管放大后，最后在中周2的次级电压输出ΔU2不是最大。

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问题2：从三极管的电压增益随Ie的变大而增大，在Ie小于1.5毫安，几乎是随Ie线性增长，当电压增益不足时，调大Ie不就解决了吗？

  实际输出电压ΔUb2=ΔUb1×βu，βu是随Ie增大线性增大，但对于中周输出来讲，ΔUb1随Ie增大而减小，看上面的计算，当Ie>0.5mA时，再增大ΔUb2增加的很小。（见上面的电压增益曲线）

问题3，中周的匝数比电压增益的影响因数之一，提高中周次级匝数，不就提高电压增益了，此办法可行吗？

负载是需要一定的驱动功率，驱动功率不够，即使电压满足，也无法使负载正常工作，如：一只220V5W的电源变压器，次级电压12V，无法使12V100W的机动车灯泡正常工作的，当接入12V100W灯泡时，12电压会马上降低。看下面的计算：中周次级不同匝数，三极管输出电压随Ie的变化曲线。
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计算结果：N等于5匝时，增益随Ie增大而增大,几乎是线性增大. N等于10匝时,增益随Ie增大而增大,但增大的规律是先快厚慢,是理想的匝数。当N等于20匝30匝时，当Ie增大的某一数值时，达到饱和。

问题4：获取最大电压增益，是负载阻抗等于三极管的输出阻抗吗？

三极管是电流源，从原理讲，是负载阻抗越大，获取电压ΔUc越大。但ΔUc越大越容易引起自激，所以总负载阻抗通常设计在10—20KΩ之间。究竟多大会引起自激取决于三极管的反向传输出导纳Yre

Yre=ΔIb/ΔUc

集电极反射给基极ΔIb的大小等于：ΔIb=ΔUc×Yre

锗管的Yre约20uA/V左右，硅管的Yre约5uA/V左右，所以使用硅管较不容易自激，三极管共发—共基使用，前者共发由于负载阻抗很小，输出电压

ΔUc很小，所以非常稳定，后者共基输出电压ΔUc很大，但反向传输出导纳传给基极的ΔIb，由于基极交流短路，反射给基极的ΔIb理论上不会产生ΔUb,因短路阻抗为0，所以三极管共发—共基可提供高稳定的中放电路。

   元件参数的几个利与弊

中放电路“匹配”实现协调和兼顾，达到设计的指标，首先要选择能够实现参数指标的元件和元件参数的利于弊。

1、中周损耗大小的利于弊

损耗大的弊：对于应用了最大稳定功率增益很低的三极管来讲，中周损耗大，可能会导致增益不足，影响灵敏度。

损耗大的利：在三极管具足够的最大稳定电压增益的条件下，不但能保证电压增益，而且在保证选择性不变的条件下，可降低对中周空载Q值的要求。用大损弥补中周空载Q值低对选择性降低的影响。中周的损耗决定于空载Q值和有载Q值，看下面的计算
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中周有载Q值不变，中频选择性就不变

空载Q值100，有载Q值80，中周损耗13.98分贝

空载Q值100，有载Q值50，中周损耗6分贝

2、中周配振电容大小的利于弊

中放的配振电容140——1000p

配振电容1000p，对电路稳定和动态有利，对增大中放动态有利，调试容易。弊是提高中周空载Q值有难度。

配振电容200p，利做高中周空载Q值较容易，有利于选择性的提高，弊是AGC改变Ie，会引起中频谐振频率较大的变化，三级收音机中频变化为

465KHz±4KHz，一级收音机465KHz±2KHz，所以级别较高的收音机采用双中周的配振电容，大多不选用200p配振电容。

3、选择老锗管和硅管的利与弊

价格：锗管较贵，每只需几元，硅管便宜，每只需几分，所以我制作中放几乎不买锗管。

  离散性：老锗管离散性较大，若遇到一个Rbc小很的，只有十几千欧，它不仅降低选择性，他的负反馈导致电压增益调不上去，使灵敏度做不高。

  锗管适合低电压供电，采用总电压1.5V工作的收音机最好选用锗管。

4、共发—共基双管联用

    利：可以使电路非常稳定的工作，Ic变化对谐振曲线影响较小，也可以做高电压增益。

     弊：两管的工作电压的和等于供电电压，会导致动态变小，所以很多收音机不用在二中放，但曹李两位大师的超动态、宽频响收音机的二中放用到了共发—共基，巧妙的解决办法是采用NPN—PNP组合，共基三极管Uec供电电压跟电源共电压顶多减去1伏。

中放电路的“匹配”实际就是根据设计的中频参数指标，选择能够满足指标的三极管和中周，对三极管和中周进行测量后，根据三极管和中周的参数确定Ie的大小和中周在数比。（具体内容请请等待续贴）

待续

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夕阳光

三、满足中放设计参数指标的元件选择和中周匝数比的计算

若元件的参数条件满足不了设计的指标，无论如何调试也不会达到设计要求。

设计例：设计中放指标：输入20uV,输出提供检波电压80mV,这个设计能够满足档次很高的一级收音机中放增益，中放选择性30分贝，通频带大于8KHz。加上调谐回了提供6分贝选择性，可满足一级收音机36分贝的选择性。

设计三极管9018，设计一中放0.5mA，二中放1mA，

  计算：

  1、通频带和选择性

两级双中放配振电容330p，有载Q值80，耦合系数1.5，单中周有载Q值56满足要求

2、中周功率损耗  设中周空载Q=110

一中放中周损耗11.28分贝
6 U$ m* H5 |& a4 E! w. S
# _' p4 h3 f2 V$ q二中放损耗6.18分贝

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测量的三极管输入、输出阻抗。

9018输入阻抗（实测）

9018输出阻抗（实测）

一中放0.5mA时输入阻抗6.67KΩ，输出阻抗92 KΩ

二中放1mA时输入阻抗3.16KΩ，输出阻抗58.4 KΩ

测量中周空载Q值(实测)

自绕中周，其空载Q值的大小，谐振在465KHz时，磁帽的位置位置很关键

在磁冒相对位置小于1圈的条件下，取中周空载Q值110

3、计算中周匝数比  

设计变频Ic=0.3mA，一中放0.5 mA，二中放1 mA

计算公式：

第一级中周匝数比

第二级中周匝数比

第三级中周匝数比

待续

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江城杜

常老师好！
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在矿坛就看到你对中放电路详尽的理论分析与详实的实验测试，数据与图表俱佳！可惜矿坛停摆近半年多。没想到在这里又见到你的大作，很是高兴！谢谢了！

夕阳光

) p/ L# b* k- @' b2 O  z' [
0 u) I. K8 f% @. Z' x4、一中放电压增益计算：一中放Ie=0.5mA时，电压电压放大倍数52.6倍，即34.4分贝。
9 v3 G8 U2 S$ a

5、二中放电压增益计算：二中放Ie=1mA时，电压电压放大倍数154倍，即43.7分贝。

两级中放增益  34.4+43.7=78.1分贝，设计的20uV输入，80mV输出电压增益为80000/20=400倍，即72分贝，电压增益能够满足要求。

6、一中放功率增益的计算

需总功率增益（有用+损耗）47.5分贝

7、二中放功率增益的计算

需总功率增益48.1分贝

8、三极管最大功率增益

计算一下3AG1系列三极管的最大功率增益

9 ^- k5 }% L% F' o% S

官方资料：

3AG1B的最大功率增益

官方资料查得，rbb≤100 ft≥25MHz Cob≤5p

按其最低档计算：每只最大功率增益36.6分贝，若采用单只三极管功率增益不够

3AG1C三极管的最大功率增益

官方资料查得，rbb≤70 ft≥40MHz Cob≤5p

/ x# T& P2 C0 t& D" b+ \" c 最大功率增益40.22分贝，单只应用无法满足设计需要
0 i2 o8 E+ T! r0 ~

3AG1D三极管的最大功率增益

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  F6 f6 L% G; W" |% Z官方资料查得，rbb≤70 ft≥50MHz Cob≤5p

最大功率增益41.19分贝，单只应用无法满足设计需要

9018每只三极管的最大功率增益

每只52分贝，采用单只够用，但考虑Ie变化影响中频谐振曲线变化，一中放采用共发—共基，两只三极管功率增益余量很大，给调试带来很大的空间。

待续

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夕阳光

四、动态和AGC电路

AGC设计要配合收音机的灵敏度等级，灵敏度越高，AGC范围要求越大，档次较高的收音机要设计两级AGC，AGC的设计不仅要考虑控制电压增益的范围，还要考虑AGC对中频通带变化的影响，对失真影响等。

影响中放动态的因素有：中放供电电压和控制中放管的Ic变化范围。

控制电压增益的变化倍数基本跟Ic成正比，如Ic由0.5mA变为0.1mA，电压增益会变化5倍。

中放供电电压越高，动态就越大。如二中放供电电压6V,减去发射极电阻分得电压1伏，5V/1.4=3.57V，即二中放三极管可以输出最大不失真465KHz有效值电压3.57伏，经中周匝数比变换给次级3.57×18/62=1.03V=1030mV,中放设计输入20uV,输出80mV，1030mV/80mV=12.8倍，就是说不采用AGC，自身就有12.8倍动态，即22分贝。

有人认为二中放不宜加AGC，理由是二中放的信号已经很大了，容易造成很大的失真，但是，很多的档次较高的收音机采用二中放AGC，说明二中放采用AGC对失真的影响可忽略，但要控制好AGC的深度，一中放深度达到10倍没问题，二中放深度达到10倍就有问题了。

具体分析一下红灯745的AGC设计：采用的是接力式AGC。

电路见下图  

1、AGC控制范围和分配的分析

接力式AGC，一中放和二中放AGC的分配，由R1和R2决定，红灯745的一中放三极管设计Ic1=0.5mA，R1=470Ω,R1两端电压为0.235V,由于电流不大，三极管基极电压达不到0.6V，大约在0.55V左右，0.55+0.235=0.785V，此电压由R2两端电压提供，R2=680Ω，要提供0.785V，电流至少需1.15mA。

假设减小到I1c=0.05mA，AGC控制达到10倍，此时R1两端电压为0.0235伏，0.0235+0.55=0.5735V，计算一下此时通过R2的电流0.5735/680=0.843 mA。

二中放电流变化由1.15mA变到0.843 mA，1.15/0.843=1.36倍，感觉二中放的AGC分配的有点少了。10倍乘以1.36倍，为13.6倍，即一中放电流由0.5毫安变到0.05毫安，AGC控制量13.6倍，22.6分贝。

   若二中放采用9018三极管，输出输入阻抗较高，二中放由1毫安降到0.5毫安，对中频幅频曲线的影响可以接受，0.5毫安的工作点没有问题，这样AGC的控制量达到2倍，6分贝的控制量结合一中放10倍的控制量达到20倍，达到26分贝。

  若设计一中放0.5毫安变到0.05毫安，二中放1毫安变到0.5毫安，需R1=900Ω,R2=1000Ω。

2、Ic工作点能否造成ΔIc切顶的分析。

一中放设计输入20uV输出80mV，假设输入大信号是20uV的100倍，输入信号变为ΔU1=2毫伏，一中放Ic=0.05毫安，能否产生ΔIc切顶，当Ic=0.05毫安时，输入阻抗可达25KΩ，ΔIb=2/25=0.08uA,三极管放大倍数50，ΔIc=50×0.08=4uA, Ic=0.05毫安=50uA>4uA,没有ΔIc切顶的可能性。

   一中放在Ic=0.05毫安时电压增益约5倍，ΔU2=2×5=10毫伏，二中放电流Ic=0.5毫安时，9018在Ic=0.5毫安时输入阻抗6.67KΩ，ΔIb=10/6.67=1.5uA,放大倍数100倍，ΔIc=1.5uA×100=150uA，工作点Ic=0.5毫安=500uA>150uA, 没有ΔIc切顶的可能性。

3、一中放Ie=0.05—0.5mA，3、二中放Ie=0.5—1mA，电压增益变化分析

一中放，在Ie=0.05mA电压增益5倍，在Ie=0.5mA，电压增益51倍

二中放Ie=0.5mA，电压增益60倍，在Ie=1mA，电压增益110倍

一中放Ie=0.5mA，二中放Ie=1mA， 电压增益：51×110=5610倍

中放输入电压20uV,20×5610=112毫伏

一中放Ie=0.05mA，二中放Ie=0.5mA， 电压增益：5×51=255倍

将一中放变为Ie=0.05mA,需检波输出电压211毫伏驱动,输出电压211毫伏除以饭放大倍数211/255=0.827毫伏,故需输入电压827微伏.

输入电压20变为827微伏,变化倍数:827/20=41.3倍,输出电压变化112变为211, 211/112=1.88倍.若接收灵敏度0.5mV/m允许变化41倍。0.5×41=20.5mV/m，这个动态范围，足以满足绝大多数收听环境，我处的最强信号估计在10mV/m

4、AGC对中频幅频通带的改变计算分析

经计算，一中放Ic从0.5毫安变为0.05毫安时，选择性由30分贝，变到33分贝，通频带由9KHz，变到8KHz，可以接受。

一中放0.5毫安时

一中放0.05毫安时

计算过程，根据实测9018输入阻抗和输出阻抗随Ic的变化，算出有载Q值得变化。再根据有载Q值变化算出中频幅频曲线的变化。

整贴完毕

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猴年

谢谢讲解。

猪油

谢谢楼主讲解，学到不少东西

紫玉山

好贴，学技术的，谢谢